Zasilacz prądowy DHT - propozycja, a zarazem prośba o konsultację.
Naszkicowałem to jako rezultat przemyśleń nad opisem płytki Pana Coleman'a - niestety nie znam szczegółów schematu tego jego rozwiązania, więc bazowałem jedynie na tym, co można wyczytać z opisu funkcjonalności tego układu.
Zasilacz ma służyć do grzania włókna lampy mocy DHT.
W moim konkretnym przypadku, prądem 10,5 A przy napięciu 12,6V.
Punktem wyjścia dla całej koncepcji jest przesłanka, aby oba końce włókna widziały niezwykle wysoką impedancję. Założenie jest, iż sygnał muzyczny musi widzieć absolutną blokadę i nie mieć jakiejkolwiek możliwości przenikania z włókna katody lampy DHT do obwodów zasilania żarzenia, gdzie dalej mógłby się sprzęgać jakąś "dziką" ścieżką sygnałową, np. przez pasożytnicze pojemności rdzenia transformatora zasilającego do masy.
R1 - reprezentuje katodę / żarnik lampy DHT. Włókno to ma otrzymywać stabilny prąd, ale ze źródła prądowego.
A w zasadzie z dwóch przeciwsobnie współpracujących ze sobą źródeł prądowych. Niezależnie od tego, do którego końca włókna przyłączymy "rezystor katodowy" lampy mocy, który uczestniczy w zapinaniu obiegu sygnału w ramach końcówki mocy, to żadna najmniejsza część tego sygnału nie może się przedostać / uciec przez obwód żarzenia.
Taką blokadą mają być mosfety Q1 i Q2, typu IRF540 / IRF9540, które są skierowane "drenami" w kierunku włókna. Innymi słowy, z obu swoich końców, włókno widzi wysoką impedancję.
R2, R3, R4 - tworzą drabinkę podziału napięcia, ale tak dobraną, aby oba tranzystory Q1 i Q2 były silnie spolaryzowane w kierunku mocnego przewodzenia.
Q1 i Q2 są wyposażone w radiatory, gdyż przewala się przez nie 11 Amper. Silne otwarcie tych tranzystorów ma sprzyjać ograniczeniu spadku napięcia Dren-Source, które determinuje o stratach mocy na tych tranzystorach.
Q3 i Q4 to są tranzystory, których zadaniem jest obniżać / bocznikować polaryzację bramek Q1 i Q2, czyli powodować ograniczenie prądu płynącego przez Q1 i Q2 do potrzebnej nam wartości. Im bardziej Q3 i Q4 są otwierane, tym bardziej Q1 i Q2 są przymykane.
O stopniu przewodzenia Q3 i Q4, a zatem pośrednio o zaprogramowanym prądzie płynącym przez Q1, Q2 i włókno lampy mocy, decyduje precyzyjne źródło napięcia referencyjnego U1. Źródło to jest wyposażone w regulowany dzielnik potencjometryczno-rezystorowy R7 i R8, za pomocą którego ustalany jest poziom napięcia bias na bazach tranzystorów Q3 i Q4. Innymi słowy, nastawa poziomu napięcia z U1 decyduje o wartości zaprogramowanego prądu, jaki ma płynąć przez włókno.
Koncepcja wykorzystania mosfetów jako Q1 i Q2 wynika z ich lepszej stabilności temperaturowej, jak również ich potencjalnej zdolności do osiągania bardzo niskiej wartości Rds_on, a zatem również i niskiej wartości napięcia dropout, czyli strat mocy na tych elementach. A przy 11 Amperach to każdy przyoszczędzony miliwolt tego dropoutu - jak na wagę złota.
Q5 - to jest prosty stabilizator napięcia. Gdyby się coś "pochrzaniło" z nastawą lub ze stabilnością pracy hybrydowego źródła prądowego opasającego żarnik lampy DHT, to niniejszy stabilizator napięcia ma ograniczyć napięcie, jakie ma możliwość trafić / dotrzeć do tej katody.
Oprócz tego, stanowi dodatkowy człon regulacyjny, który izoluje dalsze obwody przed nieprecyzyjnie odfiltrowanym napięciem tętnień pochodzącym z kondensatora filtra C1, tuż za mostkiem prostowniczym D1.
Poziom napięcia wyjściowego z tego regulatora napięcia jest ustalany na bazie dzielnika R10, R11, definiującego napięcie odniesienia z precyzyjnego źródła napięcia referencyjnego U2.
Tranzystor sterujący Q6 jest zasilany z napięcia znacznie wyższego niż dren tranzystora Q5. Dzięki temu istnieje możliwość dopakowania metodą brutalnej siły takiego napięcia polaryzującego Q5, jakie okaże się niezbędne dla zapewnienia jego silnego otwarcia i zredukowania strat mocy wynikających ze spadku napięcia na tym tranzystorze, dzięki osiągnięciu niskiej wartości Rds_on.
Ten wyższy poziom napięcia, o małej wydolności prądowej, jest uzyskiwany z prostownika D2 oraz filtru C2, które są napędzane metodą bootstrapu / powielacza, za pośrednictwem kondów C3 i C4. Niski pobór prądu z tego podwyższonego źródła sprzyja jego porządnemu odfiltrowaniu na niezbyt wypasionym kondensatorze C2.
Z takiego podwyższonego napięcia korzysta zarówno kolektor Q6, jak również przy okazji R13 doprowadzający prąd polaryzujący dla źródła napięciowego U2.
No i w zasadzie to tyle.
Pytanie do Was o ewentualne uwagi, poprawki, alternatywne rozwiązania dla tej koncepcji.
Przypominam, że punktem wyjścia dla całej tej zadymy jak wyżej jest stworzenie zasilacza dla włókna żarnika lampy DHT, który z punktu widzenia sygnału audio będzie widziany jako bardzo wysoka impedancja. Czyli konstrukcja, która ma skutecznie zniechęcać sygnał od łażenia tymi ścieżkami, i to niezależnie od tego, czy rozmawiamy o jednym końcu włókna żarnika, czy o drugim.
Jedyną możliwą drogą dla sygnału audio hulającego w końcówce mocy ma być rezystor katodowy. I nic więcej.
Aha, na koniec dodam, iż (oczywista oczywistość) cały ten moduł zasilacz pływa i nie jest w jakikolwiek sposób związany czy połączony z potencjałem masy sygnałowej wzmacniacza. Jedyny sprzęg tego modułu z chassis i/lub z ziemią i/lub z masą to jest poprzez pasożytniczą pojemność uzwojenia transformatora zasilającego, dostarczającego napięcie zmienne do zacisków AC. Jednak ten sprzęg jest dla nas bezbolesny, gdyż Q1, Q2, i cała reszta tego bałaganu, ma właśnie przeciwdziałać przedostawaniu się sygnału do masy taką dziką drogą.
Chyba.
Uwaga końcowa: Dla prawidłowej pracy tego układu, oraz dla minimalizacji strat mocy, niezbędne będzie bardzo precyzyjne ustalenie wartości napięcia zasilającego AC. To napięcie będzie trzeba ustalić, metodą dowijania / odwijania zwój po zwoju, z niezalanego transformatora toroidalnego. Optymalna wartość tego napięcia AC będzie taka, iż wyprostowane i odfiltrowane napięcie DC, na końcach C1, będzie wystarczające, aby pokryć straty napięcia dropout na tranzystorach Q1, Q2 oraz Q5, z minimalną rezerwą, dropouty o wartościach na tyle wysokich, aby były wystarczające ku temu, aby te tranzystory nie wypadły z zakresu regulacji.
A jednocześnie na tyle niskie, aby ograniczyć straty mocy wydzielanej na radiatorach tych tranzystorów.
Każda indywidualna sztuka transformatora toroidalnego, przy poborach rzędu 11 Amper (a w impulsach na diodach prostowniczych - znacznie więcej), nie zapewni nam precyzyjnie przewidywalnego i powtarzalnego napięcia wyjściowego na swoich końcówkach, więc konieczne jest precyzyjne dodanie / odjęcie niezbędnej liczby zwojów, reprezentującej stosowną deltę do napięcia, jakie uzyskujemy "z fabryki".
Kondy C5, C6, C7, C8 - dorzuciłem jako wyciszenie źródeł napięcia referencyjnego i/lub odsprzęgi, żeby ładniej wyglądało.
Aha, jeszcze taka sprawa ... niepokój może wzbudzać koncepcja dwóch źródeł prądowych, pracujących "dupcia w dupcię" od przeciwległych końców jednego i tego samego obciążenia. Teoretycznie mogłoby to prowadzić do niestabilności, "nieokreśloności" na końcach włókna, ale mam nadzieję, że z pomocą przybędą tutaj te tranzystory Q3 i Q4, które "odwracają optykę" całego układu.
Dzięki Q3 i Q4, **oba** źródła prądowe korzystają z jednego i tego samego źródła napięcia odniesienia U1, źródła *pływającego*, które dostarcza napięcia bias, a właściwie sumę dwóch napięć bias, dla tranzystorów Q3 i Q4.
Taka topologia, mam nadzieję, pozwoli ustalić pewien punkt równowagi pomiędzy górnym a dolnym źródłem - w taki sposób, aby oba się automatycznie ustawiły na jeden i ten sam zaprogramowany prąd, i że będzie pełen konsensus w tej sprawie.
Ewentualny rozrzut parametrów IRF540 oraz komplementarnego IRF9540 zostanie wyrównany przez samoczynne ustalenie się różnych napięć na bramkach tych tranzystorów, z racji na różny stopień otwarcia Q3 i Q4 oraz efektu bocznikowania bramek tranzystorów mocy.
Być może wystąpi tutaj jeszcze potrzeba na jakiś dodatkowy kondek gdzieś.
